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峰值电流模式的过流保护:逐个脉冲限流



基于传统UC3842的峰值电流模式电源变换器,当电流检测电阻的电压达到内部设定的1V,脉宽调制器就立刻关断主开关管的驱动信号,形成逐个脉冲限流功能(Cycle by Cycle Current Limit),限制系统的最大的输出电流,提高系统的可靠性,这也是峰值电流控制固有的特性。

 

图1  UC3842内部功能结构图

 

主开关管开通瞬间,开关电流信号前沿会形成尖峰电流,这样电流检测电阻的电压信号前沿也会产生一个尖峰,导致主开关管误触发而关断。为了滤除电流检测电阻的电压信号前沿尖峰,电流检测信号使用RC滤波或前沿消隐时间(Leading Edge Blanking LEB),时间约为200-300ns。主开关管开通后,在这段时间内,系统对检测电流信号不做响应,过了这一段时间,系统才处理电流检测信号,这样就可以防止主开关管误触发而关断。

 

图2  电流检测信号RC滤波

 

参考文章(点击查看):

 

由于电流检测信号RC滤波器延时或前沿消隐时间的存在,在一些应用情况中,逐个脉冲限流功能并不能提供可靠的过流保护。例如,使用传统控制器组成BUCK变换器,当输出短路时,开关电流的上升斜率(电感激磁)变得非常大,电感电流的下降斜率(去磁电流)变得非常小,每个开关周期结束时电感电流值,也就是下一个开关周期电感电流的起始值变得越来越大,这样电感电流会越来越大,如图3所示。


输出短路电压非常低,占空比逐渐达到最小值,也就是控制芯片RC滤波器或前沿消隐时间决定的最小导通时间200-300ns,每个开关周期,控制器都必须让开关管导通这一段最小的时间(200-300ns),然后才将检测电流信号和最大电流参考电压进行比较,例如:UC3842为1V,如果检测电流信号大于1V,系统就关断开关管。


 

图3  电感电流逐渐饱和

输出短路时,VO非常小,系统依然在工作, 主开关管导通时:

 

在一个开关周期的最小导通时间内,如果电感起始电流非常大,电感电流在大的di/dt激磁下,感电流随时间继续增加,电感就有可能进入饱和;电感饱和后,L变得非常小,di/dt急剧增大,即使是主开关关导通时间非常短,小于200-300ns,电感电流也会急剧增加,导致电感电流走飞。


但是,在这个最小导通时间内,电流检测信号是不起作用的;只有当过了这一段最小导通时间后电流检测信号才起作用。而此时,主开关管早已经在极大短路电流冲击下发生了损坏,因此,逐个脉冲限流功能无法提供有效的保护功能。通俗说法,就是电感电流会一点一点拱上去,导致其饱和

 

为了可靠的保护系统,对于内部没有过流保护功能的芯片,如UC3842,可以外加保护电路,如果电流远大于正常工作的电流,外加保护电路发生动作,停止系统开关工作。

 

外加保护电路让系统停止开关工作,有以下几种方法:

 

(1)外加保护电路拉低芯片的供电管脚VCC

(2)外加保护电路拉低芯片的Comp管脚。

(3)外加保护电路拉低芯片的使能管脚EN。

 

当系统短路过流状态去除后,保护电路不再起作用,系统可以继续工作。如果希望短路过流发生后,系统一直不工作,可以使用一组NPN和PNP三极管对管组成锁存Latch电路,如图4所示。

 

图4  保护锁存电路

 

Vs为过流检测信号,当Vs信号为高电平时,S2导通,将Comp管脚拉低,同时S1也导通,并维持S2导通,即使此后短路过流状态消除,Vs信号被去除,保护电路的状态并不改变,系统依然不工作。除非重新上电,系统重新起动后,才能工作。

 

基于UC3842的反激变换器,输出短路时,变压器电流并没有饱和,其原因在于:芯片UC3842的供电管脚VCC使用辅助绕组供电,输出短路时,输出绕组电压非常低,自然拉低辅助绕组的耦合电压,也就拉低UC3842供电管脚VCC电压,VCC电压低于芯片UVLO时,芯片就停止工作,实际上就是使用上面的第一种方法。


反激变换器中,有时候为了让芯片提供更快短路保护,可以在辅助绕组整流二极管输出端加一个电阻,消耗变压器辅助绕组的漏感提供的能量,保证管脚VCC的并联电容快速放电。

 

现在电源变换器芯片内部都集成了过流保护功能,保护方法各不相同,后面的文章继续介绍。